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一、數字電源的優(yōu)缺點：
數字電是以MCU或DSP為核心控制器的電源，本方案是采用STM8S003F3P6為核心，輸入10~14V，輸出恒流0.7A限壓37V的boost拓撲車載30瓦LED驅動電源，效率達到90%。
數字電源的優(yōu)點：成本低，可移植性強，可擴展性強。
成本低：本方案采用的是STM8S003F3P6為控制器，STM8S003F3P6是ST公司生產的8位單片機，具有10位5路ADC，3個定時器，集成UART,I2C,SPI協議，最高頻率16MHz。價格在1.2元左右，比一般的模擬控制器還要便宜。
可移植性強：編寫的功能代碼可以以函數庫的形式封裝，方便自己和別人調用。一次編寫，終生調用。
可擴展性強：由于MCU有很多IO口，可以方便的接入保護、通信、顯示、特殊要求等功能。
擴展保護功能：假如想加入一個風扇控制器，模擬電源需要使用NTC熱敏電阻，外加運放滯回比較器。而數字電源僅僅需要外加一個熱敏電阻即可，通過ADC采樣，用查表法來判斷溫度，滯回合一通過程序代碼來實現，而且具有精度高的特點
擴展通信功能：由于單片機內置有UART,I2C,SPI協議，可以通過引出IO口，來實現數控功能。例如電壓電流信號輸出、上位機控制等等。
擴展顯示功能：可以方便的外置數碼管、LED、LCD等顯示設備。
擴展特殊要求功能：有些電源需要特殊的要求，例如鉛蓄電池的充電，要有恒流、恒壓、涓流三個階段。如果采用運放進行控制，硬件電路會很麻煩。如果采用數字電源，再添加入幾行代碼即可完成特殊的要求。
數字電源的缺點：精度低、抗干擾能力弱。
精度低：輸出電壓、電流的精度主要取決于ADC采樣精度和PWM步進的精度。ADC采樣精度一般都不是問題，10bit的ADC就可以達到3.3mV的精度。PWM的精度主要受到時鐘頻率和開關頻率的影響。PWM精度=1/(時鐘頻率/開關頻率)。比如本方案采用的失蹤好難過頻率=16MHz，開關頻率=100kHz。那么PWM精度=1/(16M/100k)=1/160。也就是PWM只能在0~160之間的整數調節(jié)。這個PWM精度問題可以通過抖頻來解決，但是抖頻會產生較大的電壓紋波。
抗干擾能力弱：開關電源產生的電磁干擾較強，可能會影響MCU，導致死機。這個問題可以通過優(yōu)化PCB布線，加入屏蔽等方式來解決。 二、參數計算
輸入電壓：10~14V
恒流電流：0.7A （留余量，保證適應大多數LED，取1A）
限壓電壓：38V （留余量，保證適應大多數LED，取40V）
其余已知參數如下圖：
電感計算：
電感選取37uH，5.2A；線徑使用RMS=4.14A計算。
輸出電容計算：
忽略ESR，電容量需要38uF。
忽略電容量，ESR需要39mR，根據ESR與C的一般關系，C取1670uF。
電容允許RMS電流要大于1.8A。
實際綜合上述情況采用50V，1000uF電解電容。
其他參數計算：
 三、原理圖、PCB、實物圖
原理圖：
PCB:
實物圖：
 四、基本軟件代碼
基本流程圖：
ADC采樣：
初始化ADC：
采集電壓平均值：
采集電流平均值：
定時器初始化：
設置占空比：
串口初始化：
串口調試發(fā)送：
5．1 PID基本思路：
PID算法有模擬型和數字型：
模擬型主要是有RC網絡構成的PID調節(jié)器，就是環(huán)路補償在VFB和COMP接入的RC網絡。
數字型就是模擬型的離散化形式，積分用加法代替，微分用減法代替而成的。
數字型PID分為有位置型和增量型：
位置型：
增量型：
書上說位置型要比增量型運算量大，但是實際上位置型和增量型的復雜程度是一樣的。增量型也不比位置型運算簡便很多。
本方案中的采用增量型PID算法。
由于PID算法存在一些問題，例如積分會飽和，微分作用時間短，輸出會溢出等缺點，本PID采用的改進型的PID算法，主要有變速積分、積分分離、PWM死區(qū)、PWM限幅。
變速積分：變速積分指的是在積分項比較小的時候積分快一些，積分項比較大的時候積分慢一些。有助于防止飽和。
積分分離：其實也是變速積分的一種，在積分項大于一定值時候，停止積分的作用
PWM死區(qū)：設定一個不靈敏區(qū)域，就是輸出的精度。死區(qū)越大，精度越低，但是系統(tǒng)越穩(wěn)定。死區(qū)越小，精度越高，但系統(tǒng)月容易震蕩。
PWM限幅：即限制PWM輸出的極大值，防止占空比達到過高。
另外，PID的參數采用浮點型，主要是為了減小誤差，如果采用整型的話，小數點約去誤差較大，尤其是積分環(huán)節(jié)。 5．2 變速積分：
傳統(tǒng)的積分容易發(fā)生飽和，進而產生震蕩，尤其是當積分量比較大的時候。變速積分法的基本思想是在偏差較大時積分慢一些，而在偏差較小時積分快一些，以盡快消除靜差。
下圖書使用matlab顯示變速積分的函數。圖中直線是y=x，沒有使用變速積分。圖中曲線是使用變速積分之后輸出與輸入的關系。
5．3 恒壓精度
由于數字電路中，PWM是由定時器產生的，系統(tǒng)有一個時鐘頻率16MHz，當開關頻率為100kHz的時候，PWM就一共有160格，也就是PWM的步進為1/160。
模擬電路中就不存在這個問題，模擬電路中的PWM可以任意的步進。
當pwm數值+1，輸出電壓就會增加一定的量。占空比越大，增加一格占空比導致輸出電壓的增加就越大。這個主要用來設定精度，也就是PID死區(qū)。
下圖是采用matlab計算恒壓精度的代碼：
當Vin=10V，圖如下：
當Vin=13V，圖如下：
可見這個PWM恒壓精度比較低，尤其是占空比較大的時候。不過本方案是恒流驅動，對限壓要求不高。
已知ADC電壓采樣精度=3.3/1024*21=0.068V(3.3為基準電壓，1024為10位ADC2的10次方，21為分壓電阻的比例)。
可見PWM造成的輸出電壓精度遠大于電壓采樣造成的輸出電壓精度。設定PID死區(qū)時候，不能設置的過小，否則會一直不停的震蕩。
增加這個精度有幾種方法：
一是改變拓撲，例如BUCK拓撲，PWM在0-100%內，精度都是相同的，而boost和buck-boost在占空比較小時候，精度高，占空比較大時候，精度低。
二是增加PWM的分辨率，也就是增加MCU的主頻，或者減小開關頻率。 三是PWM占空比抖動。PWM在一個非常非常小的范圍內增加或減小進行小幅震蕩，有利于增加輸出電壓精度，但是缺點是引起輸出紋波略微增大。（
舉一個簡單的例子，0.01精度的PWM，實現0.001精度的輸出：假如要實現0.567的占空比，就可以第（1~7）*n周期輸出0.57，第（8~10）*n周期輸出0.56。這樣總的來說就是0.567的占空比了?？墒禽敵鰰B加開關頻率*10的低頻紋波。）
5．4 限流精度：
由于LED的伏安特性不是線性的，所以有PWM引起的恒流精度vs PWM的圖像不好畫出。這里只計算由于ADC造成的恒流精度：
ADC最小輸入電壓=3.3/1024=3.3mV;3.3mV在采樣電阻上的電流=33mA。也就是說恒流精度最多為33mA。由于PWM分辨率原因，實際的恒流精度達不到這個值，稍微比0.033A大一些。
但是因為PID中具有積分作用，當PWM抖動時候，就可以達到這個精度了。本方案實際上恒流精度是可以達到33mA的。
恒流采用限流方式，把過流轉換為過壓，送往PID進行處理。當檢測到電流超過0.7A時候，把測量的電壓值賦值超過設定值，轉換為電壓超標。進而實現限流。 5．5 PID整定：
網上的整定方法如下圖：
參數的影響：
PID整定之前的準備：
首先調節(jié)恒壓37V，限流0.7A。允許誤差0.4V，接入LED：
輸出電壓和PWM數值通過串口發(fā)送出來，接收到之后，通過Excel表格畫圖，畫出近似的波形。
PWM=160時候為占空比100%，設定PWM最大值為128，即80% 5．6 調節(jié)Kp
首先采樣周期設置為最小。增大Kp，是環(huán)路震蕩，再逐步減小Kp，直到不震蕩為止。
環(huán)路震蕩測試方法：
方法1：觀察示波器的GS波形是否發(fā)抖。發(fā)抖則為震蕩。
方法2：觀察定時器PWM設置數值是否發(fā)生周期性的大幅變化。如果出現大幅變換，則震蕩。如果小幅變化或者不變化，則基本穩(wěn)定
由于調節(jié)Kp時候，存在穩(wěn)態(tài)誤差，輸出電壓可能達不到LED的開啟電壓，所以調節(jié)Kp時候，采用200歐姆電阻進行代替測試。
Kp=5，Ki=Kd=0；
輸出電壓為15V且存在穩(wěn)態(tài)誤差，環(huán)路震蕩嚴重（GS波形有嚴重抖動），輸出占空比在10~15之間跳變。
GS波形圖：
PWM數值圖：
經過不斷調整，當Kp=0.5時候，震蕩最小。這時候加入積分環(huán)節(jié)。 5．7 調節(jié)Ki
Ki的調節(jié)是在Kp的基礎上，從小往大慢慢加，當達到正常輸出，就OK 了。Ki不能太大，太大容易引起震蕩。
經測試，Kp=0.5，Ki=0.01為最理想階段。
PID參數：Kp=0.5，Ki=0.01，Kd=0；接入LED恒流階段測試：
GS波形和恒流電流
輸出PWM占空比數據：
輸出PWM在103~105之間變動，這個是由于PID的積分作用，把誤差進行累加產生的。 5．8 積分系數對PWM的影響：
如果增大積分系數，當積分系數過大，系統(tǒng)變得不穩(wěn)定，震蕩次數增多。
減小積分系數，啟動速度會變慢。
以下是測試積分系數對PWM的影響。
積分系數過大效果：Kp=0.5，Ki=0.05，Kd=0；不穩(wěn)定
積分系數過大效果：Kp=0.5，Ki=0.2，Kd=0；不穩(wěn)定
積分系數過大效果：Kp=0.5，Ki=1，Kd=0；此時，由于積分作用過大，環(huán)路嚴重震蕩。
積分系數過小效果：Kp=0.5，Ki=0.001，Kd=0，從開機到穩(wěn)定的PWM數值。啟動速度慢
5．9 比例系數進一步整定：
由于原先的Kp是在沒有積分作用下整定的，驅動不了LED，在加入LED之后，需要重新整定Kp。
以下是接入LED之后，Kp測試數據，與不接入LED有所不同：
Kp=0.5；Ki=0.01；Kd=0；輸出波動非常大。
Kp=0.1；Ki=0.01；Kd=0；輸出波動5格。
Kp=0.05；Ki=0.01；Kd=0；輸出波動2格。
Kp=0.01；Ki=0.01；Kd=0；輸出波動1格。
由以上數據可見，減小Kp，可以增加系統(tǒng)的穩(wěn)定性，輸出波動變小，但是缺點是響應時間變慢。
Kd主要用來改善環(huán)路相應速度，但是缺點太多，暫且設置為0。
綜合考慮，采用Kp=0.05；Ki=0.01；Kd=0；PWM輸出波動2格。雖然這個波動會引起輸出電壓紋波的略微增大，但是它是積分作用的結果，有利于提恒流高精度至ADC采樣精度。 六、波形與效率
效率：
GS波形：
DS波形：
電感兩端波形：
二極管兩端波形：
七、特殊的MOSFET驅動電路
由于單片機輸出高低電平是0-3.3V，而MOSFET的驅動電壓是0-10V，所以單片機到MOSFET需要一個驅動電路。
這個驅動電路不同于傳統(tǒng)模擬芯片的MOSFET驅動，傳統(tǒng)的MOSFET驅動電路一般都是圖騰柱，但是MCU輸出就不能直接接入圖騰柱電路，需要一個特殊的驅動電路。
為什么不能直接采用圖騰柱：因為圖騰柱實際上是一個共集電極放大電路，只有電流放大能力，沒有電壓放大能力，輸出電壓略小于輸入電壓。如果輸入高電平是3.3V，那么即使集電極的供電電壓是12V，圖騰柱的輸出還是3.3V。這就是共集電極放大電路的特點?？墒菫槭裁茨M電源就可以使用圖騰柱驅動呢？是因為模擬電源的控制器的輸出本來就是10~20V的電壓，通過圖騰柱輸出之后，還是10~20V。MCU則不同，MCU的輸出是0~3.3V，如果采用圖騰柱，那么輸出還是在0~3.3V。
這里列出3個不同的驅動電路解決方案，各有千秋，各有所長。
方案1：
一個最簡單的思路就是：“MCU輸出->電平轉換->圖騰柱”。電路圖如下圖。
R2、Q1、R1構成共射極放大電路，作用是反相器。MCU輸出首先通過Q1反相，如果MCU輸入 3.3V高電平，則Q1飽和導通，Q1的集電極輸出0.1V飽和導通壓降。如果MCU輸入0V低電平， Q1截止，Q1集電極是R1上拉為12V供電電壓。這樣一個反相器就實現了電平轉換的功能，缺 點是反相的。后級一個圖騰柱跟上去就OK了。優(yōu)點是電路最簡單。缺點是參數不好調試。
方案2：
為了解決上個電路反相和參數不好選擇的缺點，本文使用的驅動電路是下圖所示的電路。
當PWM輸入3.3V高電平，Q2飽和導通，Q2集電極為0V，又導致Q3飽和導通，Q3集電極為Vcc=12V，通過D2、R5驅動MOSFET。當OWN輸入低電平0V，Q2截止，Q3也截止，由于R4、R6的存在，使Q4導通，對MOSFET的G極進行放電。
下圖是原理圖和仿真的波形，可以點開大圖查看。
方案3：
這個方案最復雜，但是性能最好，采用的是共發(fā)射極放大電路，飽和壓降可以做到很小，甚至比圖騰柱效果還要好。缺點就是元件數目多，輸入輸出反相，低電平有電流流過MCU。
R1(1)接入單片機PWM， R(2)2接入單片機供電電壓3.3V， Q4(E)接入MOS驅動供電電壓12V。
R2、R3阻值相同，對3.3V進行分壓，Q2、Q3基極電壓就是3.3/2V。
當PWM是3.3V高電平，Q3導通，Q3集電極電壓=3.3V，導致Q1導通，Q1集電極電壓=0V，對MOSFET進行放電。
當PWM是0V低電平，Q2導通，Q2集電極電壓=0V，導致Q4導通，Q4集電極電壓=12V，對MOSFET進行充電。
電路圖和仿真結果如下圖所示。
上三個圖，各有優(yōu)點和缺點，各有千秋。本方案采用的就是第二個圖。
原理圖和GS波形如下圖所示：
本文轉自21世紀電源網，作者forget。
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