IGBT結(jié)合了MOSFET和BJT的優(yōu)點，具有額定電壓高、開關(guān)速度快、驅(qū)動簡易等優(yōu)勢。但是，目前單個IGBT器件的電壓、電流等級仍不能滿足高壓大容量變頻器、高壓直流輸電等應(yīng)用場合的需要。將IGBT器件串聯(lián)使用是提高系統(tǒng)電壓等級、容量等級的一種有效方法，國內(nèi)外研究機構(gòu)針對IGBT串聯(lián)技術(shù)進行了廣泛的研究，重點在于保證串聯(lián)支路各器件的電壓均衡，包括靜態(tài)電壓均衡與動態(tài)電壓均衡。
 
  造成串聯(lián)IGBT器件靜態(tài)電壓不均衡的原因主要是各器件關(guān)斷穩(wěn)態(tài)下的伏安特性有差異。
 
  對于串聯(lián)支路來說，各IGBT在關(guān)斷穩(wěn)態(tài)時具有相同的漏電流，但在該工況下的等效漏電阻不盡相同，漏電阻較大的IGBT器件將承受較高的關(guān)斷穩(wěn)態(tài)電壓。
 
  造成串聯(lián)IGBT器件動態(tài)電壓不均衡的因素較多，主要包括器件參數(shù)不一致、驅(qū)動電路參數(shù)不一致、控制信號不一致、換流回路參數(shù)不一致等。為保證串聯(lián)IGBT動態(tài)電壓均衡，需要在器件外圍添加均壓電路。國內(nèi)外文獻(xiàn)中提出了多種串聯(lián)均壓電路，包括負(fù)載側(cè)的無源緩沖電路與箝位電路、門極側(cè)的同步控制電路、有源控制電路與有源箝位電路等。
 
  負(fù)載側(cè)無源緩沖吸收電路主要為C、RC、RCD這3種，其主要作用均為降低器件關(guān)斷過程中集射極電壓VCE的變化率，從而抑制電壓不均衡程度并限制過電壓。從能量角度來說，無源緩沖吸收電路是將IGBT串聯(lián)中不平衡的能量轉(zhuǎn)移并消耗在器件外部，這導(dǎo)致了該電路自身損耗較大，對于高壓IGBT串聯(lián)系統(tǒng)這一影響將更加嚴(yán)重。ABB公司提出了一種負(fù)載側(cè)箝位電路，對RCD電路進行改進，在電阻支路加入穩(wěn)壓管Z，當(dāng)電容C上的電壓高于箝位值時才通過電阻R放電。該方法降低吸收電路自身損耗，但同時動態(tài)均壓效果相對減弱。對于負(fù)載側(cè)均壓電路來說，用于高壓IGBT串聯(lián)系統(tǒng)中時大功率的穩(wěn)壓管與快恢復(fù)二極管選型均十分困難。
 
  門極側(cè)均壓電路相對更加復(fù)雜，各種電路拓?fù)湓趶?fù)雜程度、控制精度、動態(tài)均壓效果以及損耗等方面各有利弊。其中有源箝位電路具有電路簡單、可靠性高、適用于已有驅(qū)動電路的特點，可用于高壓IGBT串聯(lián)的動態(tài)均壓控制。這一電路的設(shè)計重點與難點在于選取合適的閾值電壓，如果閾值電壓設(shè)置過高，則無法起到動態(tài)電壓均衡與保護器件的效果；如果閾值電壓設(shè)置過低，則會導(dǎo)致箝位支路頻繁地、長時間地工作，增加損耗，降低電路運行的穩(wěn)定性與可靠性。高壓IGBT串聯(lián)系統(tǒng)對于裝置的安全性、可靠性以及低損耗的要求更高，因此閾值電壓的設(shè)計顯得更加重要，現(xiàn)有文獻(xiàn)中尚未提出高壓IGBT串聯(lián)系統(tǒng)中有源箝位電路的閾值電壓設(shè)計方法。
 
  本文介紹了一種應(yīng)用于高壓IGBT串聯(lián)系統(tǒng)中的負(fù)載側(cè)均壓與門極側(cè)均壓相結(jié)合的串聯(lián)均壓方案，分析了均壓控制電路的原理。綜合考慮了開關(guān)瞬態(tài)過程中換流回路雜散參數(shù)與續(xù)流二極管正向恢復(fù)特性的影響，提出了針對高壓IGBT串聯(lián)系統(tǒng)的箝位電路閾值電壓設(shè)計方法。該方法適用于多電平、多管串聯(lián)的高壓IGBT串聯(lián)變換器系統(tǒng)。最后，通過實驗驗證了該均壓電路的可行性與閾值電壓設(shè)計方法的實用性。
 
  1. 高壓IGBT串聯(lián)電路拓?fù)?/strong>
  高壓IGBT多管串聯(lián)電路單相拓?fù)淙鐖D1所示。采用靜態(tài)均壓電路、門極均壓控制電路相結(jié)合的技術(shù)方案以保證IGBT串聯(lián)支路各器件的電壓均衡。每個IGBT單元的均壓電路拓?fù)淙鐖D2所示。
 
  靜態(tài)均壓電路較為簡單，即在IGBT集電極C與發(fā)射極E間并聯(lián)一個阻值遠(yuǎn)小于IGBT漏電阻的靜態(tài)均壓電阻，可較好解決靜態(tài)均壓問題。門極均壓控制電路相對復(fù)雜，下面將著重對其工作原理與閾值電壓參數(shù)設(shè)計方法進行分析。

 

 

圖2 IGBT單元均壓電路拓?fù)?/div> 
  2. 門極均壓控制電路原理
  選擇可靠性較高、適用于現(xiàn)有驅(qū)動電路的穩(wěn)壓管-二極管有源箝位方案作為高壓IGBT串聯(lián)系統(tǒng)的門極均壓控制電路，由串聯(lián)穩(wěn)壓管Z1~Zn、二極管D、串聯(lián)穩(wěn)壓管Z11~Z1m及與之并聯(lián)的電容C1、電阻R1以及限流電阻R2構(gòu)成箝位支路。
 
  設(shè)穩(wěn)壓管Z1~Zn串聯(lián)后總的擊穿電壓為VZ1，Z11~Z1m串聯(lián)后總的擊穿電壓為VZ2，則門極均壓控制電路箝位支路的兩個閾值電壓分別為動態(tài)箝位電壓閾值VZ1和靜態(tài)箝位電壓閾值VZ1+VZ2。只有當(dāng)集電極電壓高于動態(tài)箝位電壓閾值VZ1時，箝位支路才起作用。在其作用下，IGBT關(guān)斷過程可以分成3個階段，如圖3所示。

 

圖3 箝位支路作用下IGBT關(guān)斷過程示意圖

 
  階段1：IGBT集–射極電壓VCE低于VZ1，在這個階段箝位支路并未開始工作，只有很小的漏電流流過，VCE以較快的變化率上升，IC減小。
 
  階段2：VCE上升至高于VZ1時，Z1~Zn導(dǎo)通，IGBT集電極電壓通過R2、Z1~Zn、D對電容C1充電，從而降低了VCE上升率。在此階段，箝位支路的作用相當(dāng)于在IGBT的CG極間并聯(lián)的電容，增強了IGBT的Miller效應(yīng)，使先關(guān)斷器件的電壓上升率降低，動態(tài)減小串聯(lián)器件的電壓不平衡度。
 
  階段3：VCE上升至高于VZ1+VZ2，Z11~Z1m導(dǎo)通，VCE被箝位在略高于VZ1+VZ2的電壓(考慮電阻R2上的壓降)，直到儲存在換流回路雜散電感中的能量全部消耗之后，關(guān)斷過程結(jié)束。

  在階段2和階段3，箝位支路向門極注入電流，使IGBT工作于線性區(qū)，IGBT開關(guān)速度減慢，損耗急劇增加。因此，在設(shè)計了負(fù)載側(cè)均壓電路的前提下，不應(yīng)使門極均壓控制電路的箝位支路頻繁作用；而當(dāng)IGBT有過壓危險時，又要保證箝位支路可靠作用，將VCE箝位在IGBT耐壓值以下。按照上述原則設(shè)計箝位支路的參數(shù)。
 
  3. 閾值電壓設(shè)計方法
  為保證IGBT不工作在過壓狀態(tài)，要求總體箝位閾值電壓低于IGBT所能承受的最大電壓VCES，即：

V_Z1+V_Z2<V_CES     (1)

  為避免門極均壓控制電路的箝位支路頻繁動作，一級有源箝位電壓VZ1應(yīng)略高于器件電壓均衡時的關(guān)斷尖峰電壓。同時考慮到控制效果與靈敏度的要求，可將一級有源箝位電壓VZ1與二級有源箝位電壓VZ2設(shè)計為

 

  可見，閾值電壓的設(shè)計與器件的關(guān)斷尖峰電壓Vpeak密切相關(guān)。
 
  對于多電平的IGBT串聯(lián)系統(tǒng)，設(shè)電平數(shù)為m，每個串聯(lián)支路的器件數(shù)為n。當(dāng)IGBT器件完全均壓時，每個IGBT的關(guān)斷尖峰電壓由母線電壓、換流回路雜散電感、電流變換率以及續(xù)流二極管的正向恢復(fù)電壓共同決定，可表示為

 

 
式中：VDC為直流母線電壓；Vf為反并聯(lián)二極管正向恢復(fù)電壓(陰極到陽極的壓降)；Ls為換流回路總體雜散電感；ic為器件集電極電流。
 
  3.1二極管正向恢復(fù)電壓計算方法
  在正向恢復(fù)過程中，二極管電壓與其電流的關(guān)系可表示為

 

式中：VT為溫度電壓當(dāng)量(室溫下約為26mV)；TM為運輸時間；RM0為基區(qū)初始電阻；qM為基區(qū)存儲電荷?；鶇^(qū)存儲電荷qM與二極管電流iD之間的關(guān)系可表示為

 

  式(6)右邊第一項表示少數(shù)載流子隨著時間的變化；第二項表示在少子壽命時間τ內(nèi)復(fù)合掉的少數(shù)載流子；第三項表示通過PN結(jié)擴散進入基區(qū)的少數(shù)載流子。若將二極管電流在開通過程中近似為線性變化，則可求得基區(qū)存儲電荷表達(dá)式為

 

式中α為開通過程中電流的變化率。
 
  認(rèn)為IGBT關(guān)斷電壓尖峰在其電流ic下降至0.5IL時出現(xiàn)，則此時二極管電流為?0.5IL，其基區(qū)電壓表達(dá)式可表示為

 

  運輸時間TM、載流子壽命τ可根據(jù)產(chǎn)品手冊列出的參數(shù)及測試條件計算得出，也可根據(jù)建模參數(shù)擬合近似得出?；鶇^(qū)初始電阻RM0可根據(jù)正向?qū)〞r二極管的電壓波形初始斜率和電流波形初始斜率計算得到。
 
  需要注意此處選取電壓尖峰位置在0.5IL處出現(xiàn)為經(jīng)驗值，由于此時二極管正向恢復(fù)電壓變化速率已較為緩慢，同時換流回路雜散電感的感生電勢是IGBT關(guān)斷電壓尖峰的主要組成部分，故取經(jīng)驗值計算其正向恢復(fù)電壓對最終計算關(guān)斷電壓尖峰值的影響較小。對所選用的IGBT器件進行單管實驗確定電壓尖峰位置將更加準(zhǔn)確。
 
  3.2 換流回路雜散電感電壓計算方法
  IGBT關(guān)斷過程中，將流經(jīng)器件的電流由0.9IL下降至0.1IL的過程近似為線性變化過程，則換流回路雜散電感上的壓降Vs可近似表示為

V_s≈0.8L_sI_L/t_f       (9)

式中tf為IGBT器件關(guān)斷過程中電流的下降時間。
 
  需要注意的是，不同的IGBT器件其關(guān)斷時的拖尾電流有差異，拖尾電流部分應(yīng)排除在近似線性電流之外，因此可根據(jù)實際器件參數(shù)與單管試驗確定近似線性部分的電流取值。
 
  換流回路的雜散電感Ls主要由母排雜散電感Lbus、母線電容寄生電感LC以及器件內(nèi)部連線電感LIGBT組成，可表示為

L_s=L_bus+L_C+kL_IGBT       (10)

式中k為參與換流過程的IGBT器件個數(shù)。
 
  母線電容電感以及IGBT器件連線電感可從相應(yīng)的元器件數(shù)據(jù)表中進行查找。對于高壓IGBT串聯(lián)系統(tǒng)，其換流回路母排結(jié)構(gòu)復(fù)雜、尺寸較大，因此其母排雜散電感Lbus需要通過部分單元等效電路(PEEC)方法與Ansoft Q3D仿真軟件相結(jié)合進行分析得到。PEEC方法從積分形式的Maxwell方程組出發(fā)，將大尺寸、復(fù)雜結(jié)構(gòu)的導(dǎo)體分割成一定數(shù)量的小尺寸、結(jié)構(gòu)簡單的導(dǎo)體，即部分單元。通過Ansoft Q3D仿真軟件計算出各部分單元的雜散參數(shù)后，根據(jù)串并聯(lián)關(guān)系搭建研究對象整體的等效電路網(wǎng)絡(luò)，再通過電路分析得到總體的等效雜散參數(shù)。參數(shù)提取流程如圖4所示。

 

圖4 雜散參數(shù)提取流程圖

 
  綜上所述，對于m電平IGBT器件n管串聯(lián)系統(tǒng)，在直流母線電壓為VDC、負(fù)載電流為IL的情況下，各器件完全均壓時每個IGBT的關(guān)斷電壓尖峰Vpeak可表示為

 

  依據(jù)式(2)、(3)即可對箝位電路電壓閾值VZ1、VZ2進行設(shè)定。
 
  4. 實驗驗證
  將此閾值電壓設(shè)計方法分別應(yīng)用于多電平與多管串聯(lián)的高壓IGBT串聯(lián)試驗平臺的參數(shù)設(shè)計中，進行實驗驗證。
 
  4.1三電平高壓IGBT串聯(lián)實驗平臺
  三電平高壓IGBT雙管串聯(lián)實驗平臺電路拓?fù)淙鐖D5所示。三相380V交流電源經(jīng)過自耦調(diào)壓器后形成0~380V可調(diào)的三相交流電，通過380V/10kV變壓器升壓至三相交流0~10kV，再經(jīng)過高壓整流橋得到直流電壓，該直流電壓通過充電電阻為直流母線電容充電。器件采用三菱公司生產(chǎn)的型號為CM600HG-90H的高壓IGBT和型號為RM600HE-90S的高壓二極管，其額定電壓、電流為4500V/600A。
 
  依據(jù)第3節(jié)所述方法，對母線電壓為6kV、負(fù)載額定電流為200A工況下的門極有源箝位電路電壓閾值進行設(shè)計。
 
  根據(jù)器件產(chǎn)品手冊列出的參數(shù)及單管測試實驗波形對3.1節(jié)所述二極管模型中的各參數(shù)進行擬合。根據(jù)式(8)估算得到在母線電壓為6kV、負(fù)載額定電流為200A工況下，二極管正向恢復(fù)電壓約為37V。
 
  根據(jù)三電平高壓IGBT雙管串聯(lián)實驗平臺機械結(jié)構(gòu)，在Ansoft Q3D軟件中建立直流母排三維模型。三電平橋臂在開關(guān)動作過程中共有4種換流回路，其換流過程如圖6所示。其中，換流回路1與換流回路4在拓?fù)渖蠈ΨQ，均包含2個IGBT和2個二極管，稱為短換流回路；換流回路2與換流回路3在拓?fù)渖蠈ΨQ，均包含6個IGBT和2個二極管，稱為長換流回路。仍采用PEEC方法對4種不同的換流回路分別進行部分單元劃分與雜散參數(shù)計算。由于拓?fù)渑c母排結(jié)構(gòu)設(shè)計的對稱性，兩種短換流回路的母排雜散參數(shù)基本相同，約為237nH；兩種長換流回路的母排雜散參數(shù)也基本相同，約為466nH。

 

圖5 三電平高壓IGBT串聯(lián)實驗平臺電路圖

 

圖6 三電平IGBT串聯(lián)單相橋換流回路

 
  依據(jù)產(chǎn)品手冊可知，半邊直流母線電容寄生電感值LC=100nH，IGBT器件內(nèi)部連線雜散電感值LIGBT=27nH。產(chǎn)品手冊未給出高壓二極管器件內(nèi)部雜散電感，在此近似認(rèn)為其與同電壓電流等級的IGBT器件內(nèi)部連線雜散電感相同。故短流回路總體雜散電感值Ls_short為

L_{s_short}=237+100+4×27=445nH      (12)

  長換流回路總體雜散電感值Ls_long為

L_{s_long}=466+100+8×27=782nH      (13)

  根據(jù)式(11)估算短換流回路每個IGBT的關(guān)斷電壓尖峰約為1635V，長換流回路每個IGBT的關(guān)斷電壓尖峰約為1719V。兩者相差不大，根據(jù)較高的長換流回路每個IGBT的關(guān)斷電壓尖峰設(shè)定箝位電路電壓閾值，即Vpeak=1719V。
 
  根據(jù)式(2)、(3)對箝位電路電壓閾值VZ1、VZ2進行設(shè)定，即1719V<VZ1<1891V，1891V<VZ1+VZ2<2235V。根據(jù)穩(wěn)壓管電壓等級，設(shè)定：

 

  在此箝位閾值下進行實驗測試。
 
  實驗機柜如圖7所示。使用配制了高速模塊720210 HS100M12的錄波儀Yokogawa DL850進行實驗記錄，采樣率為100MS/s。高壓差分探頭型號為PINTECH DP-20K，電流探頭型號為Rogowski CWT6。

 

圖7 三電平高壓IGBT串聯(lián)實驗機柜

 
  當(dāng)長換流回路兩個串聯(lián)IGBT電壓均衡時，有箝位電路控制下的波形如圖8所示。可見，當(dāng)電壓均衡時，IGBT的關(guān)斷電壓尖峰約為1683V，處于一級箝位閾值以下，有源箝位電路不會動作。

 

圖8 IGBT關(guān)斷電壓波形(VDC=6kV，IL=200A，電壓均衡，有箝位電路)

 
  當(dāng)長換流回路兩個串聯(lián)IGBT電壓不均衡時，無箝位電路控制下的波形如圖9所示?？梢?，當(dāng)門極信號延時為800ns時，兩個串聯(lián)IGBT電壓不均衡，若無箝位電路作用，IGBT的最大關(guān)斷電壓尖峰將達(dá)到2428V。

 

圖9 IGBT關(guān)斷電壓波形(VDC=6kV，IL=200A，電壓不均衡，無箝位電路)

 
  當(dāng)長換流回路兩個串聯(lián)IGBT電壓不均衡時，有箝位電路控制下的波形如圖10所示。可見，當(dāng)門極信號延時為800ns時，兩個串聯(lián)IGBT電壓不均衡，在箝位支路作用下，IGBT最大關(guān)斷電壓尖峰為2116V，被限制在二級箝位閾值附近。

 

圖10 IGBT關(guān)斷電壓波形(VDC=6kV，IL=200A，電壓不均衡，有箝位電路)

 
  IGBT電壓尖峰計算值、箝位電壓閾值、不同實驗情況下的最大電壓尖峰值如表1所示?？梢?，在兩個串聯(lián)IGBT電壓均衡的情況下，關(guān)斷電壓尖峰未達(dá)到閾值電壓，箝位支路不會動作；當(dāng)兩個串聯(lián)IGBT電壓不均衡時，箝位支路動作，電壓不均衡程度得到了明顯的抑制。

表1 三電平實驗平臺不同情況電壓值比較(VDC=6kV，IL=200A)

 

 
  4.2 兩電平高壓IGBT四管串聯(lián)實驗平臺
  兩電平高壓IGBT四管串聯(lián)實驗平臺電路拓?fù)淙鐖D11所示。三相380V交流電源經(jīng)過自耦調(diào)壓器后形成0~380V可調(diào)的三相交流電，通過380V/6000V變壓器升壓至三相交流0~6000V，再經(jīng)過高壓整流橋得到直流電壓，該直流電壓通過充電電阻為直流母線電容充電。器件采用了三菱公司生產(chǎn)的型號為CM600HG-90H的高壓IGBT，其額定電壓、電流為4500V/600A。實驗過程中對上半邊4個串聯(lián)IGBT器件進行控制，開通時由母線電容對阻感負(fù)載供電，關(guān)斷時電流經(jīng)下半邊4個串聯(lián)IGBT器件的反并聯(lián)二極管進行續(xù)流。

 

圖11 兩電平高壓IGBT四管串聯(lián)實驗平臺電路圖

 
  依據(jù)第3節(jié)所述方法，對母線電壓為3.7kV、負(fù)載額定電流為240A工況下的門極有源箝位電路電壓閾值進行設(shè)計。根據(jù)器件產(chǎn)品手冊列出的參數(shù)及單管測試實驗波形對3.1節(jié)所述二極管模型中的各參數(shù)進行擬合。根據(jù)式(8)估算得到在母線電壓為3.7kV、負(fù)載額定電流為240A工況下，每個二極管正向恢復(fù)電壓約為65V。
 
  根據(jù)兩電平高壓IGBT四管串聯(lián)實驗平臺機械結(jié)構(gòu)，在Ansoft Q3D軟件中建立直流母排三維模型，采用PEEC方法對直流母排進行單元劃分與雜散參數(shù)計算，得到母排整體等效雜散電感值為Lbus=912nH。依據(jù)產(chǎn)品手冊可知，直流母線電容寄生電感值LC=200nH，IGBT器件內(nèi)部連線雜散電感值LIGBT=27nH，故換流回路總體雜散電感值Ls為

Ls=912+200+8×27=1328nH      (15)

  根據(jù)式(9)估算換流回路雜散電感壓降Vs約為686V。
 
  根據(jù)式(11)估算每個IGBT的關(guān)斷電壓尖峰Vpeak約為1162V。
 
  根據(jù)式(2)、(3)對箝位電路電壓閾值VZ1、VZ2進行設(shè)定，即1162V<VZ1<1278V，1278V<VZ1+VZ2<1511V。根據(jù)穩(wěn)壓管電壓等級，設(shè)定：

 

  在此箝位閾值下進行實驗測試。
 
  實驗平臺與4.1節(jié)所述實驗平臺相同，將箝位二極管斷開即為兩電平四管串聯(lián)橋臂拓?fù)洹Ｍ瑯?，使用配制了高速模塊720210 HS100M12的錄波儀Yokogawa DL850進行實驗記錄，采樣率為100MS/s。高壓差分探頭型號為PINTECHDP-20K，電流探頭型號為Rogowski CWT6。
 
  當(dāng)4個串聯(lián)IGBT電壓均衡時，有箝位電路控制下的波形如圖12所示。
 
  可見，當(dāng)電壓均衡時，IGBT的關(guān)斷電壓尖峰約為1192V，處于一級箝位閾值以下，有源箝位電路不會動作。
 
  當(dāng)4個串聯(lián)IGBT電壓不均衡時，無箝位電路控制下的波形如圖13所示。

 

圖12 IGBT關(guān)斷電壓波形(VDC=3.7kV，IL=240A，電壓均衡，有箝位電路)

 

圖13 IGBT關(guān)斷電壓波形(VDC=3.7kV，IL=240A，電壓不均衡，無箝位電路)

 
  可見，當(dāng)門極信號依次延時270ns時，4個串聯(lián)IGBT電壓不均衡，若無箝位電路作用，IGBT的最大關(guān)斷電壓尖峰將達(dá)到1936V。當(dāng)4個串聯(lián)IGBT電壓不均衡時，有箝位電路控制下的波形如圖14所示。

 

圖14 IGBT關(guān)斷電壓波形(VDC=3.7kV，IL=240A，電壓不均衡，有箝位電路)

 
  可見，當(dāng)門極信號依次延時為270ns時，4個串聯(lián)IGBT電壓不均衡，在箝位支路作用下，IGBT最大關(guān)斷電壓尖峰為1402V，被限制在二級箝位閾值以下。
 
  IGBT電壓尖峰計算值、箝位電壓閾值、不同實驗情況下的最大電壓尖峰值如表2所示。可見，在4個串聯(lián)IGBT電壓均衡的情況下，關(guān)斷電壓尖峰未達(dá)到閾值電壓，箝位支路不會動作；當(dāng)4個串聯(lián)IGBT電壓不均衡時，箝位支路動作，電壓不均衡程度得到了明顯的抑制。

表2 兩電平實驗平臺不同情況電壓值比較(VDC=3.7kV，IL=240A)

 

 
  上述實驗結(jié)果證明了這一門極均壓控制電路的可行性，閾值電壓設(shè)計方法應(yīng)用于多管串聯(lián)、多電平串聯(lián)電力電子變換器系統(tǒng)中，均起到了抑制串聯(lián)支路各IGBT器件動態(tài)電壓不均衡的效果。
 
  5. 結(jié)論
  針對高壓IGBT串聯(lián)技術(shù)中保證串聯(lián)支路各器件電壓均衡這一關(guān)鍵問題，本文介紹了一種負(fù)載側(cè)均壓與門極側(cè)均壓相結(jié)合的串聯(lián)均壓方案。對門極均壓控制電路的工作原理進行了分析，綜合考慮雜散參數(shù)與二極管正向恢復(fù)特性對IGBT關(guān)斷瞬態(tài)過程的影響，提出了閾值電壓這一關(guān)鍵參數(shù)的設(shè)計方法，該設(shè)計方法適用于多管串聯(lián)、多電平串聯(lián)電力電子變換器系統(tǒng)。將門極均壓控制電路與閾值電壓設(shè)計方法分別應(yīng)用于兩電平高壓IGBT四管串聯(lián)實驗平臺與三電平高壓IGBT雙管串聯(lián)實驗平臺中進行驗證，實驗結(jié)果表明，在串聯(lián)支路各IGBT器件電壓均衡的情況下，門極均壓控制電路不會動作，不增加損耗；在在串聯(lián)支路各IGBT器件電壓不均衡的情況下，門極均壓控制電路對電壓不均衡起到了顯著的抑制效果。均壓電路的可行性與閾值電壓設(shè)計方法的實用性得到了證明。